Снабберная цепочка – Защита от перенапряжения: что выбрать?

Проектирование снабберных схем

3 мая

В статье рассматриваются эффективные методы повышения надежности MOSFET в обратноходовых преобразователях.

П

ринцип работы обратноходовых преобразователей основан на
накоплении энергии в трансформаторе при открытом состоянии силового ключа с
последующей передачей этой энергии на выход устройства во время закрытого
состояния ключа. Обратноходовой трансформатор состоит из двух или более
взаимосвязанных обмоток на сердечнике с воздушным зазором, в котором и хранится
магнитная энергия до тех пор, пока она не будет передана во вторичную цепь. На
практике никогда не удается добиться идеального коэффициента связи между
обмотками, поэтому не вся энергия проходит через этот воздушный зазор.

Небольшое количество энергии накапливается внутри и между
обмотками. Это явление называется индуктивностью рассеяния трансформатора. При
открытии ключа энергия, накопленная в индуктивности рассеяния, не передается во
вторичную обмотку, приводя к возникновению высоковольтных всплесков в первичной
обмотке трансформатора и в ключе. Кроме того, эта энергия вызывает
высокочастотный колебательный процесс в контуре, состоящем из эффективной
емкости открытого ключа, индуктивности первичной обмотки и индуктивности
рассеяния трансформатора (см. рис. 1).



Рис. 1. Переходные процессы в стоке транзистора, вызванные индуктивностью
рассеяния трансформатора

Если пиковое напряжение всплеска превысит напряжение пробоя
переключающего элемента, чаще всего, силового транзистора MOSFET, это приведет
к выходу из строя всего устройства. Более того, колебания высокой амплитуды на
стоке транзистора вызывают сильные электромагнитные помехи. В источниках
питания мощностью выше 2 Вт для ограничения всплесков напряжения на MOSFET
используются ограничительные (снабберные) схемы, которые позволяют рассеивать
энергию, накопленную в индуктивности рассеяния.

Принцип работы снабберной схемы

Снабберная схема используется для ограничения максимального
напряжения на MOSFET до заданного значения. Как только напряжение на MOSFET
достигает порогового значения, вся дополнительная энергия рассеяния
перенаправляется в снабберную схему, где она либо накапливается и медленно
рассеивается, либо возвращается в преобразователь. Одним из недостатков
ограничительных схем является то, что они рассеивают энергию, снижая
эффективность. В связи с этим существует несколько типов ограничительных схем
(см. рис. 2). В некоторых из них используются стабилитроны (диоды Зенера),
позволяющие снизить потребление мощности. Однако из-за резкого включения
стабилитронов в таких схемах часто возникают электромагнитные помехи.
Ограничительные схемы RCD обеспечивают хороший баланс между эффективностью,
генерацией электромагнитных помех и стоимостью и потому получили наибольшее
распространение.



Рис. 2. Типы ограничительных
схем

Ограничительная схема RCD работает следующим образом. Сразу же
после закрытия MOSFET диод во вторичной цепи остается обратно смещенным, и ток
намагничивания заряжает емкость стока (см. рис. 3а). Когда напряжение в
первичной обмотке достигает величины выходного отраженного напряжения
VOR, определяемого соотношением витков трансформатора, открывается
диод во вторичной цепи, и энергия намагничивания передается во вторичную
обмотку. Энергия рассеяния продолжает заряжать трансформатор и емкость стока до
тех пор, пока напряжение в первичной обмотке не станет равным напряжению на
конденсаторе ограничительной схемы (см. рис. 3б).



Рис. 3. Первичная цепь
ограничительной схемы

В этот момент открывается блокирующий диод, и энергия рассеяния
направляется через конденсатор ограничительной схемы (см. рис. 4а). Протекающий
через конденсатор ток заряда ограничивает пиковое напряжение на стоке
транзистора до величины VIN(MAX) + VC(MAX).
После того как энергия рассеяния полностью передана, блокирующий диод
запирается, а конденсатор ограничительной схемы до начала следующего цикла
разряжается через резистор этой же схемы (см. рис. 4б). Последовательно с
блокирующим диодом часто ставят дополнительный небольшой резистор,
предназначенный для подавления любых колебательных процессов, возникающих в
контуре из индуктивности трансформатора и конденсатора ограничительной схемы в
конце цикла заряда. На рисунке 5 показаны циклические пульсации напряжения
VDELTA, наблюдаемые в ограничительной схеме, амплитуда которых
определяется величиной конденсатора и резистора, стоящих параллельно друг
другу.



Рис. 4. Первичная цепь
ограничительной схемы



Рис. 5. Измерение напряжения в
ограничительной схеме RCD

Принцип работы ограничительной схемы RCDZ аналогичен принципу
работы RCD-схемы, за исключением того, что рассеиваемая энергия делится между
стабилитроном и стоящим последовательно с ним резистором (см. рис. 2).
Стабилитрон предотвращает конденсатор от разряда ниже уровня блокирующего
напряжения стабилитрона, что ограничивает рассеяние мощности и улучшает
эффективность, особенно при небольших нагрузках. Схема ZD обеспечивает жесткое
ограничение напряжения на MOSFET, определяемое величиной блокирующего
напряжения стабилитрона. И, наконец, ограничительная схема RCD+Z работает, как
и RCD-схема, но введение в нее стабилитрона обеспечивает безопасное ограничение
напряжения на MOSFET во время переходных процессов. Как и RCD-схема, она
характеризуется пониженной генерацией электромагнитных помех во время
нормального режима.

При разработке ограничительных схем необходимо учитывать
параметры как трансформатора, так и MOSFET. Если минимальное ограничивающее
напряжение ниже VOR трансформатора, ограничительная схема работает
как нагрузка. При этом теряется большее количество энергии, чем при
рассеивании, что снижает эффективность. При выборе компонентов ограничительной
схемы меньших размеров, чем требуется, они перегреваются, не справляются с
опасными напряжениями и генерируют электромагнитные помехи. Необходимо, чтобы
ограничительная схема обеспечивала защиту MOSFET от любых всплесков входного
напряжения питания, тока нагрузки и учитывала допуски на компоненты.

Компания Power Integrations опубликовала руководство по
проектированию ограничительных схем Clamp Sizing Design Guide (PI-DG-101), в
котором приведена поэтапная последовательность подбора компонентов для четырех
основных типов ограничительных схем, применяемых в обратноходовых источниках
питания. Это руководство предназначено для использования совместно с
программным пакетом PI Expertä. Данная интерактивная программа автоматически
подбирает на основе параметров источника питания пользователя все компоненты
(включая характеристики трансформатора), необходимые для генерации требуемого
рабочего напряжения импульсного источника питания. PI Expertä автоматически
создает ограничительную схему, которая, впрочем, слегка отличается от схемы,
спроектированной по алгоритму из упомянутого руководства.

Проектирование ограничительной схемы RCD

Ниже приведена последовательность шагов при проектировании
ограничительной схемы RCD (подробнее см. руководство Clamp Sizing Design
Guide). Все перечисленные ниже значения, не измеренные и не определенные
пользователем, следует искать в таблице результатов проектирования PI
Expert.

  1. Измерьте LL — индуктивность рассеяния первичной цепи
    трансформатора.
  2. Проверьте fs — частоту переключения источника
    питания.
  3. Определите Ip — точное значение тока в первичной
    цепи.
  4. Определите полное напряжение в первичной цепи MOSFET и
    рассчитайте Vmaxclamp при помощи следующего выражения:

 

   ( Примечание: предусмотрите для MOSFET запас,
по крайней мере, в 50 В ниже уровня BVDSS, а дополнительно к нему — запас в
30–50 В на всплески напряжения при переходных процессах).

      5. Определите Vdelta
амплитуду пульсаций в ограничительной схеме.

      6. Рассчитайте минимальное
напряжение в ограничительной схеме:

 

 

           7.
Рассчитайте среднее напряжение в ограничительной схеме:

 

           8.
Рассчитайте энергию, накопленную в индуктивности рассеяния:

        

           9.
Оцените Eclamp — энергию, рассеиваемую в ограничительной схеме:

 

 

      10. Рассчитайте величину
резистора в ограничительной схеме:

 

      11. Расчетная мощность резистора
в ограничительной схеме должна быть больше, чем:

 

      12. Рассчитайте емкость
конденсатора в ограничительной схеме:

 

 

    13.  Расчетное напряжение на
конденсаторе в ограничительной схеме должно быть больше, чем
1,5Vmaxclamp.

    14. В качестве блокирующего диода в
ограничительной схеме необходимо использовать диод с коротким или очень
коротким временем восстановления.

    15. Пиковое обратное напряжение блокирующего
диода должно быть больше, чем 1,5Vmaxclamp.

    16. Расчетный пиковый ток прямого смещения
должен быть больше IP. Если этот параметр не перечислен в таблице данных,
средний расчетный ток прямого смещения должен быть больше 0,5IP.

    17. Величина демпфирующего резистора (если он
используется) выбирается из соотношения:

 

    18. Расчетная мощность демпфирующего
резистора должна быть больше, чем

.

 

После проведения первоначальных расчетов для проверки рабочих
характеристик источника питания необходимо сконструировать прототип такого
устройства, поскольку индуктивность рассеяния трансформатора может значительно
меняться в зависимости от техники намотки. В некоторых случаях следует измерить
среднее напряжение Vclamp и сравнить его с рассчитанным в п. 7
значением (см. рис. 5). В случае существенных различий этих значений можно
произвести корректировку Rclamp. Если полученные результаты
существенно отличаются от ожидаемых, расчет следует повторить с использованием
уточненных данных.

Для расчета параметров ограничительных схем других типов
используют аналогичную последовательность шагов, добавляя шаги для каждого
нового элемента. Следует быть очень внимательными при выборе диодов и
стабилитронов — у них должна быть соответствующая мощность. Почти во всех
случаях применения стабилитронов для обеспечения требуемой пиковой мгновенной
мощности необходимо использовать цепи подавления всплесков напряжений при
переходных процессах.

Расчетная мощность компонентов проверяется методом измерения
температур корпусов компонентов в то время, когда источник питания работает на
полную нагрузку при минимальном входном напряжении. Если рабочая температура
какого-либо компонента схемы выходит за установленные производителем пределы,
компонент следует заменить, а схему необходимо тщательно проверить.

Вы можете скачать эту статью в формате pdf здесь.

www.russianelectronics.ru

 

Полезная модель относится к электротехнике и может быть использована в импульсных источниках вторичного электропитания в качестве схемы ограничения перенапряжения на ключевом транзисторе, возникающего в процессе коммутации. Целью полезной модели является повышение КПД преобразователя за счет уменьшения потерь в снабберных цепях и регенерации энергии, запасенной в снаббере, в питающую сеть и нагрузку. Данная цель достигается за счет того, что снабберная цепь (фиг.3), содержит два диода, причем необходимо, чтобы диод VDsn был диодом с быстрым восстановлением, а диод VDsn* с временем восстановления в 510 раз больше чем у диода VDsn. Благодаря этому свойству диода VDsn* конденсатор может отдать часть запасенной в нем энергии через него в первичную обмотку трансформатора и далее в нагрузку, тем самым снижая энергию, рассеиваемую на резисторах Rsn и Rsn*, что и приводит к увеличению КПД преобразователя. Причем, для того чтобы значительная часть энергии запасенная в снаббере регенировалась во вторичную обмотку силового трансформатора необходимо соблюдение условия Csn*>>Csn и Rsn*>>Rsn. Также к преимуществам данного решения относится то, что незначительные изменения в схемотехнике типового снаббера с добавлением незначительного количества пассивных компонентов позволяют увеличить КПД преобразователя.

Полезная модель относится к электротехнике и может быть использована в импульсных источниках вторичного электропитания в качестве схемы ограничения перенапряжения на ключевом транзисторе, возникающего в процессе коммутации.

При работе преобразователя напряжения на ключевом транзисторе возникают перенапряжения, обусловленные как коммутационными процессами, так и процессами, связанными с перемагничиванием сердечника силового трансформатора. Эти перенапряжения достигают больших значений и могут привести к выходу из строя полупроводниковых приборов, а также способствуют увеличению уровня помех на входе преобразователя напряжения.

Из-за наличия индуктивности рассеивания LS силового трансформатора TV при закрытии транзистора VT на его стоке возможно появление коммутационного импульса напряжения. Так как до закрытия силового транзистора VT через него протекал ток Icm, то энергия, накопленная в индуктивности рассеивания LS. Закрытие транзистора VT сопровождается увеличением напряжения сток-исток Uси. Так как спад тока транзистора происходит за пренебрежимо малое время, то увеличение напряжения вследствие наличия индуктивности LS и емкости сток-исток Сси транзистора подчиняется синусоидальному закону (фиг.1).

Основным способом ограничения напряжения на транзисторе является применение демпфирующих RCD-цепей. При этом они работают только на ограничение коммутационного выброса напряжения (фиг.2).

Любая индуктивность при изменении тока в цепи стремится поддержать его на прежнем уровне. В данном случае ток изменяется скачком от максимума до минимума в момент закрытия ключевого полевого транзистора, при этом возникает ЭДС самоиндукции, значение которой превышает напряжение исток-сток в несколько раз, а если учесть, что к каналу прикладывается двойное ее значение, то транзистор может выйти из строя. Ему на помощь приходят так называемые снабберы, их задача снизить амплитуду этих выбросов и тем самым уберечь транзистор от пробоя. Снабберы включаются параллельно обмоткам трансформатора, причем если в них есть диод, то так чтобы ток открытого транзистора не проходил через него (т.е. в обратном направлении).

Для эффективного подавления выбросов мощность, выделяемая на снаббере, должна соответствовать 510% от выходной мощности преобразователя.

Широкое распространение получила RCD-цепь, показанная на фиг.2а. В момент закрытия транзистора VT реактивная энергия, запасенная в индуктивности первичной обмотки трансформатора T, передается через диод VD в конденсатор C. Во время открытого состояния транзистора VT диод VD закрыт, а конденсатор C разряжается в резистор R.

Демпфирующая цепь на фиг.2б по своему действию аналогична цепи на фиг.2а. Отличие от предыдущей схемы состоит в том, что конденсатор C разряжается через резистор R и источник питания.

Основная проблема данного решения — наличие высокочастотного дребезга после того, как демпфирующий диод закрылся — в индуктивности рассеяния осталось еще много энергии, и происходит резонансный процесс обмена энергией между индуктивностью рассеяния и некой комбинацией паразитных емкостей силового ключа и трансформатора.

Кроме того, в демпферах подобного типа энергия, накопленная в индуктивности рассеяния, бесполезно расходуется на нагрев резистора, что снижает общий КПД импульсного преобразователя. В обратноходовом преобразователе индуктивность рассеяния можно снизить за счет конструкции двухобмоточного дросселя (обратноходового трансформатора), при этом потери в демпфере составляют 3-10% от общей мощности, которыми часто пренебрегают, особенно в бюджетных решениях.

Известно устройство (патент US 6088247 «Voltage clamp» с датой приоритета от 26.05.1999 г., МПК H02H 7/122, H02M 3/335) в котором восстанавливается часть потерянной мощности в снаббере и сводятся к минимуму паразитные колебания после того как диод снаббера выключен. Для этого в схему обычного RCD снаббера включен «медленный» диод, время восстановления которого в 510 раз больше чем у «быстрого» диода снаббера, для правильной работы емкость снаббера должна быть значительно больше паразитных емкостей силового ключа и первичной обмотки трансформатора.

Когда силовой ключ выключен, ток снаббера возрастает до определенного значения I1, заряжая конденсатор снаббера. Далее ток I1 уменьшается до нуля, отдавая энергию в цепь питания, при этом резонансная частота индуктивности рассеяния и паразитной емкости первичной обмотки трансформатора намного меньше цикла работы силового ключа. Далее «быстрый» диод закрывается, и ток достигает значения — I2. «Медленный» диод остается в открытом состоянии, ток -I2 затухает через резистор шунтирующий конденсатор и «медленный» диод, отдавая энергию во вторичную обмотку трансформатора.

Недостатком данного решения является то, что энергия, запасенная в конденсаторе, возвращается в силовой трансформатор через резистор, шунтирующий «быстрый» диод, на котором выделяется часть мощности снаббера в виде тепла и снижается КПД преобразователя.

Известно устройство (патент US 7301788 «Power transform device and electronic device for reaching low acoustic noise», дата приоритета 26.07.2006 г., МПК H02H 7/122), в котором перераспределение мощности выделяемой на резисторе классического снаббера, осуществляется на нескольких резисторах, если напряжение на снаббере станет больше, чем напряжение пробоя супрессора, включенного последовательно одной RC цепи.

Недостатком данного решения является то, что энергия снаббера запасенная в конденсаторах рассеивается на резисторах в виде тепла и так же, как и в предыдущем случае, снижается КПД преобразователя.

Цель — повышение КПД преобразователя за счет уменьшения потерь в снабберных цепях и регенерации энергии, запасенной в снаббере, в питающую сеть и нагрузку, достигается за счет того, что снабберная цепь (фиг.3), содержит: первый конденсатор, подключенный одной обкладкой к шине питания и одному выводу первого резистора, другой обкладкой к катоду первого диода, второму выводу первого резистора и одной обкладке второго конденсатора, подключенного другой обкладкой к катоду второго диода и одному выводу второго резистора, второй вывод которого подключен к общей шине; аноды первого и второго диодов подключены между первичной обмоткой трансформатора и одним выводом силового транзистора.

Устройство работает следующим образом. Когда транзистор закрывается, ток в первичной обмотке из-за индуктивности мгновенно прерваться не может. Поэтому ток закрывающегося транзистора становится током заряда конденсаторов Csn и Csn* через диоды VDsn и VDsn*, соответственно, и транзистор закрывается в режиме малого тока. Для достижения положительного эффекта необходимо, чтобы диод VDsn был диодом с быстрым восстановлением, а диод VDsn* с временем восстановления в 510 раз больше чем у диода VDsn. Благодаря этому свойству диода VDsn* конденсатор может отдать часть запасенной в нем энергии через него в первичную обмотку трансформатора и далее в нагрузку, тем самым снижая энергию, рассеиваемую на резисторах Rsn и Rsn*, что и приводит к увеличению КПД преобразователя. Причем, для того чтобы значительная часть энергии запасенная в снаббере регенировалась во вторичную обмотку силового трансформатора необходимо соблюдение условия Csn*>>Csn и Rsn*>>Rsn.

Разряд конденсаторов Csn и Csn* осуществляется до напряжения равного суммарному напряжению входного и выходного напряжения умноженного на коэффициент трансформации (Uin+Uout*K) (напряжение «полочки»).

Снабберная цепочка VDsn, Csn, Rsn рассчитывается на демпфирование высокочастотных колебаний (10 мГц и выше), а цепочка VDsn*, Csn*, (Rsn*+Rsn) рассчитывается на демпфирование рабочей частоты преобразования.

Сущность технического решения поясняется диаграммами, приведенными на фиг.4, на примере обратноходового преобразователя фиг.5.

В момент времени 0-1 силовой транзистор VT1 под воздействием управляющего импульса на затворе с напряжением Ugs открыт и через него протекает ток Id.

Далее, силовой транзистор закрывается и в момент времени 1-2 происходит заряд малой емкости Csn через быстрый диод VDsn и начинается заряд большей емкости Csn* через медленный диод VDsn*.

В момент времени 2-3 диод VDsn закрывается и конденсатор Csn начинает разряжаться через резистор Rsn сам на себя и возникает затухающий колебательный процесс. Поскольку емкость конденсатора невелика, то и рассеиваемая мощность на резисторе незначительна. Конденсатор Csn* продолжает заряжаться.

В момент времени 3-4 напряжение на конденсаторе Csn* закрывает диод VDsn*. Вследствие своего особого свойства, а именно медленного восстановления, диод VDsn* начинает проводить ток в обратном направлении, разряжая емкость Csn* и Csn через первичную обмотку трансформатора, отдавая накопленную энергию в нагрузку.

В течение времени 4-5 диод VDsn* окончательно закрывается и конденсаторы Csn и Csn* продолжают разряжаться через резисторы Rsn и Rsn* во входную емкость до напряжения «полочки».

При следующем открывании силового транзистора, в течение времени 6-7, конденсаторы Csn и Csn* удерживают свой заряд на уровне напряжения «полочки».

Цикл повторяется.

В результате проведенных экспериментов было установлено, что использование предлагаемого снаббера позволяет повысить КПД преобразователя на 3-4%.

Преимуществом данного устройства является то, что энергия, накопленная в индуктивности рассеивания, рекуперируется в энергию, запасенную в конденсаторе Csn*, большая часть которой возвращается через обмотки трансформатора в нагрузку и незначительно выделяется в виде тепла на резисторе. Кроме того, незначительные изменения в схемотехнике типового снаббера с добавлением незначительного количества пассивных компонентов позволяют увеличить КПД преобразователя.

1. Снаббер силового транзистора, содержащий: первый конденсатор, подключенный одной обкладкой к шине питания и одному выводу первого резистора, другой обкладкой к катоду первого диода, второму выводу первого резистора и одной обкладке второго конденсатора, подключенного другой обкладкой к катоду второго диода и одному выводу второго резистора, второй вывод которого подключен к общей шине; аноды первого и второго диодов подключены между первичной обмоткой трансформатора и одним выводом силового транзистора.

2. Снаббер силового транзистора по п.1, отличающийся тем, что первый диод является диодом с коротким временем обратного восстановления («быстрым»), а второй — диодом с длительным временем обратного восстановления («медленным»).

3. Снаббер силового транзистора по пп.1 и 2, отличающийся тем, что емкость второго конденсатора значительно больше емкости первого, и сопротивление второго резистора значительно больше сопротивления первого.

poleznayamodel.ru

Онлайн калькулятор по рассчёту частоты и RC-цепи IR2153




Перенесу-ка я сюда схему устройства мягкого пуска и защиты импульсника с предыдущей страницы.



Рис.1

Фактически, основной фрагмент импульсного блока питания (Рис.2), состоящий из самотактируемого полумостового драйвера, управляющего
мощными полевыми транзисторами, самих транзисторов и импульсного трансформатора — издавна уже обрёл привычные очертания, отработан до
мелочей и радует счастливые взоры радиолюбителей предсказуемым поведением и весьма приличными характеристиками.



Рис.2

Приведённая схема импульсного источника питания позволяет снимать с блока максимальную мощность до 300Вт.

Частота преобразования драйвера IR2153 — 50кГц. При желании изменить тактовую частоту следует изменить значения
номиналов элементов R1 и С1 в соответствии с формулой F = 1 / [1,4×C×(R+75)].

Большинство схемотехнических решений ИПБ на IR2153, представленных в сети, не учитывают простой рекомендации
производителя микросхемы по выбору номиналов данных элементов, а именно:
Timing resistor value (Min) — 10 kΩ, CT pin capacitor value (Min) — 330 pF.

Для удобства приведу простой калькулятор по расчёту частотозадающих элементов IR2153.



И с другими вводными — частота IR2153 с учётом имеющихся у Вас деталей.

На страшилки по поводу опасности несущественного отклонения рабочей частоты от расчётной, как то: насыщение феррита,
снижение КПД и т.д. и т.п. — не следует обращать никакого внимания.
Прекрасно Ваш феррит переживёт подобные отклонения, вплоть до 10-15% изменения частоты преобразователя, без всяких
последствий для собственного здоровья.

Теперь о намотке трансформатора Tr1.


Парой слов здесь ограничиться не удастся, потому как именно импульсный трансформатор назначен главным ответственным за показатели
ИБП
.

Собственно, исходя из этих соображений, мы и посвятили целую статью расчётам и намотке трансформатора на тороидальном ферритовом
сердечнике для данного блока с возможностью выбора желаемого диапазона мощностей —
Ссылка на страницу.

Плавно переходим к снабберной цепочке R8, С9. Снаббер – это демпфирующее устройство, которое выполняет действие по замыканию
на себе токов переходных процессов. Устройство предназначено для подавления индуктивных выбросов, которые появляются при
переключении коммутационных полупроводников и способствует снижению величины нагрева обмоток трансформатора и силовых транзисторов.

В теории, существуют методики расчёта снабберных цепей. На практике — а не пошли бы они лесом, уж очень много различных параметров
необходимо учитывать для получения корректного результата. К тому же достаточно велика вероятность того, что данная цепочка вообще не
понадобится в транзисторно-трансформаторном хозяйстве.



Для проверки этого предчувствия следует к выходу ИПБ подключить нагрузку, обеспечивающую его работу при 10% мощности
от максимальной, и поочерёдно ткнувшись пальцем в импульсный трансформатор и радиатор выходных транзисторов, убедиться, что температура
данных элементов не превышает 30-40 градусов.

Если это так, то про снабберную цепочку забываем, если не повезло — начинаем юзать снаббер, начиная со значения ёмкости конденсатора С9
200пФ и постепенно повышая её до тех пор, пока не будет получен устойчивый положительный результат.
Естественным делом данный конденсатор обязан быть высоковольтным.

Выходной выпрямитель особенностей не имеет, П-образные фильтры C5,L1,C9 и C6,L2,C11 необходимы для предотвращения попадания
высокочастотных помех в нагрузку, электролиты С10 и С12 борются с сетевыми 50-ти герцовыми пульсациями.
Дроссели L1 и L2 номиналом 10-20 мкГн, должны быть рассчитаны на максимальный ток нагрузки, и могут быть как покупными, так и
самостоятельно намотанными на силовых ферритах.

Радиатор для ключевых транзисторов Т1, Т2 для схемы, приведённой на Рис.2, должен рассчитываться исходя мощности рассеивания 3-5Вт и
в простейшем случае может представлять из себя алюминиевую или медную пластину площадью 40-50 см2.

При необходимости радикально увеличить мощность блока питания вплоть до 1000 Вт имеет смысл воспользоваться ещё одной расхожей схемой ИБП с
использованием более мощных полевых транзисторов (Рис.3).





Рис.3

Поскольку выходным драйверам IR2153 сложновато прокачать значительные ёмкости Сзи могучих полевиков, в схему добавлены
двухтактные эмиттерные повторители на транзисторах Т1-Т4, во всём остальном схема повторяет свой менее мощный аналог,
приведённый на Рис.2.

Значения ёмкостей конденсаторов С3, С4 приведены для мощности ИБП 500Вт, для 1000Вт их номиналы следует увеличить в 2 раза.

Пропорционально росту мощности ИПБ в соответствующее количество раз нужно увеличивать и размер радиатора полевых транзисторов.


Расчёт трансформатора произведём всё на той же странице — Ссылка на страницу.

Ну а на следующей странице с головой окунёмся в культработу над мощным лабораторным блоком питания с регулируемым
выходным напряжением.










 

vpayaem.ru

Элементы, с помощью которых силовые преобразовательные схемы защищаются от опасных паразитных индуктивных выбросов напряжения

А теперь мы поговорим об элементах, с помощью которых силовые преобразовательные схемы защищаются от опасных паразитных индуктивных выбросов напряжения. Мы еще не раз упомянем о том, что любая схема силового статического преобразователя электрической энергии требует серьезной конструктивной проработки, связанной с компактным размещением силовых элементов, минимизацией электрических связей между ними. Почему? Давайте вспомним, что силовые транзисторы подвержены потенциальному пробою, и если входное (коммутируемое) напряжение, подаваемое на силовую часть транзистора, легко рассчитать, то с перенапряжениями, возникающими на паразитных индуктивностях схемы, дело обстоит гораздо хуже. Даже первый (обычно — не слишком удачный) опыт проектирования статического преобразователя позволяет разработчику убедиться в том, что паразитные выбросы напряжения — далеко не безобидное явление. Чтобы убедиться в этом, проведем небольшие теоретические выкладки. Для этого нам потребуется вычислить собственную индуктивность прямого проводника по формуле:

где I — длина проводника, см;

d — диаметр проводника, см;

Ls — индуктивность проводника, мкГн.

Для проводника круглого сечения диаметром 1 мм и длиной 2 см собственная индуктивность, вычисленная по формуле (2.7.4), составляет 10… 12 нГн. Много это или мало? Чтобы оценить влияние этой индуктивности, рассмотрим схему полумоста с транзисторами IGBT в качестве ключевых элементов (рис. 2.7.14). В этой схеме имеются паразитные индуктивности шин питания LJ2 (для простоты будем считать «нижнюю» и «верхнюю» паразитные индуктивности примерно одинаковыми), которые при коммутации ключевых элементов и прохождении коммутационного тока is накапливают энергию. Расчет величины накопленной энергии можно выполнить по формуле

Суммарный уровень напряжения между коллектором и эмиттером силового транзистора определяется из выражения:

Если в силовой схеме присутствует так называемая снабберная емкость С, то накопленная энергия будет переходить из индуктивности в снабберную емкость, подзаряжая ее.

Рис. 2.7.14. К пояснению необходимости наличия снабберных элементов

Из формулы (2.7.6) видно, что при отсутствии снабберной емкости суммарный уровень напряжения даже при минимальном значении паразитной индуктивности может иметь опасный уровень. В реальных схемах индуктивность Ls может иметь достаточно большую величину, и вдобавок неправильное подключение снабберного конденсатора сведет к нулевому ожидаемый результат его использования (если конденсатор будет подключен длинными проводами или неправильно выбран его тип).

Типичный характер поведения напряжения «коллектор—эмиттер» силовых транзисторов при отключении показан на рис. 2.7.15. Из рисунка хорошо видно, что в моменты коммутации возникает значительный индуктивный выброс напряжения, который легко может вызвать потенциальный пробой силового транзистора.

Рис. 2.7.15. Характер поведения напряжения «коллектор—эмиттер» при наличии паразитной индуктивности шин питания

Эффективно защититься от возникновения подобйых аварийных ситуаций, связанных с наличием индуктивных выбросов, позволяют пассивные способы защиты, а именно — установка снабберных цепочек непосредственно на выводы силовых элементов. Варианты традиционных снабберных цепочек показаны на рис. 2.7.16. Точками «А», «В», «С» эти цепочки подключаются к точкам схемы рис. 2.7.14.

Рис. 2.7.16. Варианты снабберных цепочек

Наиболее простым вариантом считается снаббер на основе неполярного конденсатора с малой собственной паразитной индуктивностью (рис. 2.7.16, а). Снаббер RC-типа может быть применен в случае, когда возникают паразитные колебания за счет резонанса токов с индуктивностью подводящих шинопроводов (активное сопротивление вносит необходимое затухание в контур). Варианты e и г — так называемые RCD-цепи, которые оказываются схемотехнически более сложными, но и более эффективными, «работающими» по-разному на разных полуволнах колебательных процессов. Впрочем, в подавляющем большинстве случаев удается обойтись именно простыми снабберными конденсаторами, не усложняя силовую схемудругими возможными решениями. Как мы уже сказали ранее, снабберные конденсаторы должны устанавливаться в непосредственной близости от силовых выводов ключевых модулей. Желательна установка таких конденсаторов на каждый силовой модуль, как показано на рис. 2.7.17.

Рис. 2.7.17. Установка снабберных конденсаторов на модули

Каким образом можно сократить до минимальной длину выводов снабберных конденсаторов? К счастью, разработчикам нет необходимости ломать голову над этой задачей, так как ведущие мировые фирмы выпускают широкую номенклатуру таких конденсаторов, крепление которых уже спроектировано с учетом их крепления на модулях (рис. 2.7.18).

Рассмотрим особенности крепления подробнее, а поможет нам в этом рис. 2.7.19. Собственно, внешних особенностей корпуса снабберный конденсатор не имеет. Интерес представляют его выводы, которые изготавливаются в виде широких пластин с отверстиями. Межцентровые расстояния рассчитаны таким образом, чтобы конденсаторы имели возможность устанавливаться на стандартные модули. Естественно, для разных типоразмеров модулей выпускаются разные типоразмеры снабберных конденсаторов.

А теперь мы упомянем некоторые основные параметры типовых снабберных конденсаторов: диапазон рабочих напряжений — 1000…2000 В; диапазон номинальных емкостей — 0,1…3,0 мкФ; среднее значение ESL — 12… 15 нГн; устойчивость к скорости изменения напряжения — до 900 В/мкс; среднее значение ESR — 2,5…5,0 мОм.

Для примера, не раз уже встречавшаяся на страницах этой книги фирма «Epcos» выпускает снабберные конденсаторы серии B32656S, фирма «Evox-Rifa» — конденсаторы серий ERA480, фирма «CDE Cornell Dubilier» — конденсаторы серии SCD, фирма «Camel technology» — конденсаторы серии SND, и т. д. Типовые снаббеерные конденсаторы, выпущенные разными фирмами, в целом отличаются по

а

б

Рис. 2.7.18. Типовое промышленное крепление снабберного конденсатора к

силовому модулю

своим характеристикам незначительно, поэтому мы их не будем рассматривать подробно.

Значительно реже в номенклатуре выпуска мировых фирм встречаются элементы для построения RCD-снабберов. И, тем не менее, такие элементы можно приобрести. Примером таких комбинированных снабберов могут служить элементы, выпускаемые фирмой «CDE Cornell Dubilier» [50] в серии SCD. Внешний вид модуля показан на рис. 2.7.20, а внутренняя схема — на рис. 2.7.21. Модули SCD выпускаются двух типов — Р-типа и N-типа. Подключение их в конкретных схемах преобразователей показано на рис. 2.7.22.

Теперь поговорим о токовых выбросах в силовых схемах статических преобразователей электроэнергии, связанных с конечным време-

Рис. 2.7.20. Внешний вид RCD-модуля серии SCD

Рис. 2.7.21. Внутренняя схема RCD-модуля N-типа и Р-типа

нем восстановления силовых элементов и способах защиты от перегрузок по току. Рассматривая функционирование полумостовых схем, в учебной литературе часто считается, что диоды, шунтирующие силовые транзисторы, идеальны по своим характеристикам, то есть они мгновенно начинают проводить электрический ток и мгновенно восстанавливают свои запирающие свойства. Эту ситуацию, вне всякого сомнения, идеализировать неправильно, так как поведение реальных диодов в подобном включении далеко от идеального случая. Иными словами, диодам приходится затрачивать некоторое время (а значит, и энергию) на включение и отключение. Чтобы построить реальную картину токовых перегрузок, возникающих в полумостовых схемах с так называемым «тяжелым переключением», для начала рассмотрим работу простой ключевой схемы, работающей на активную нагрузку RH, подключив эту нагрузку непосредственно к стоку транзистора VT, как показано на рис. 2.7.23.

Рис. 2.7.23. К анализу токовых выбросов в силовых схемах

Когда транзистор VT находится в состоянии отсечки, ток в цепи его затвора равен нулю, и напряжение «сток—исток» равно входному напряжению Utn. Это состояние схемы соответствует точке «1» на графике рис. 2.7.24. Открывание транзистора VT означает перемещение из точки «1» графика в точку «5» по штрихпунктирной линии, где напряжение на открытом транзисторе становится равным нулю.

Рис. 2.7.24. График, отражающий коммутационные процессы в схеме с реальным разрядным диодом

Совершенно по-другому протекают коммутационные процессы в схеме полумоста с реальными разрядными диодами. И происходит это потому, что все р-п-переходы реальных диодов при прохождении через них прямого тока накапливают на границе областей проводимости электрический заряд. Поэтому диод не сможет «закрыться» до тех пор, пока все накопленные носители заряда не исчезнут, не «рассосутся». На исчезновение носителей затрачивается время, которое в справочных данных назвается временем обратного восстановления (мы уже упоминали этот параметр по ходу нашей книги). Таким образом, открываясь, транзистор VT должен «перехватить» ток нагрузки, который до этого момента проходил через разрядный диод. Однако в силу того, что диод VD не может сразу восстановить свои запирающие свойства, ток диода становится равным разнице тока нагрузки и тока силовой цепи открывающегося транзистора.

В прямом направлении падение напряжения на стандартном диоде составляет 1…2 В (исключение составляют диоды Шоттки, у которых прямое падение составляет около 0,6 В), поэтому исток транзистора оказывается практически подключенным к «общему» силовой схемы. Ток в индуктивном элементе не может резко увеличить свое значение, следовательно, ток силовой цепи транзистора iD быстро вырастает до значения ipk (линия «1»—«3» на рис. 2.7.24). Хорошо, если транзистор допускает кратковременное протекание значительного пикового тока, который в случае использования диода с большим временем обратного восстановления может в несколько раз превышать рабочий ток. А если — нет? Тогда транзистор однозначно выйдет из строя. Запомним это обстоятельство.

Что произойдет дальше? Дальше начнется процесс «рассасывания» носителей заряда в диодной структуре, ток резко упадет по кривой «3»—«4»—«5» до номинального продолжительного значения, определяемого сопротивлением нагрузки. Процесс включения диода гораздо менее инерционен, поэтому мы вполне можем рассматривать включающийся диод как безынерционный элемент. Включение разрядного диода однозначно происходит по кривой «5»—«6»—«1».

Чтобы снизить пиковый ток восстановления диода /рк, а значит и ток в цепи «сток—исток» транзистора, необходимо выбирать для силовой схемы обратные (разрядные) диоды с минимальным временем обратного восстановления (peak recovery time). Тогда процесс обратного восстановления будет проходить по линии «2»—«4», минуя точку «3». Из предыдущих разделов мы уже знаем, что очень часто разрядные диоды с отличными динамическими свойствами встраиваются в корпуса IGBT модулей, поэтому при выборе конкретного исполнения модуля необходимо обращать внимание на динамические параметры обратных диодов.

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

nauchebe.net

TSDrive: Демпферные цепи для тиристоров

Демпферные (снабберные) RC-цепи предназначены для защиты тиристоров от перенапряжений, возникающих в сети при переходных процессах, коммутации индуктивных нагрузок и т.д. Демпферные цепи также ограничивают скорость нарастания напряжения на тиристоре в процессе коммутации.
RC-цепи устанавливаются параллельно защищаемому тиристору на минимально возможном расстоянии от корпуса прибора.
Желательным является использование металлоксидных варисторов.
Однако, после проектирования и построения схемы, параметры демпфирующих RC-цепей рекомендуется уточнять экспериментальным путем. Конденсатордемпфирующей цепи должен обладать малой паразитной индуктивностью, поэтому желательно применять конеднсаторы MKP, имеющие высокие допустимые значения импульсных токов.

Рекомендованные номиналы для сетей низкого напряжения, до 400 Вольт rms

Тип тиристора

VRSM

V

ITRMS

A

IFAV

A

ITSM

A

Тип конденсатораСопротивление

Мощность резистора

Штыревые и «хвостатые» тиристоры

SKT10600-12003010250MKP 384S-0,1 мкФ-1200В100,05
SKT16400-18004016370MKP 384S-0,1 мкФ-1200В100,05
SKT24400-18005024450MKP 384S-0,1 мкФ-1200В100,05
SKT40400-18006340700MKP 384S-0,22 мкФ-1200В68,011
SKT50600-180078501050MKP 384S-0,22 мкФ-1200В6811
SKT55400-1800110551300MKP 384S-0,22 мкФ-1200В4710
SKT80600-1800135801700MKP 384S-0,22 мкФ-1200В4710
SKT100400-18001751002000MKP 384S-0,22 мкФ-1200В4710
SKT130400-16002201303500MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3315
SKT160400-16002801604300MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3315
SKT250400-16004502507000MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332
SKT300400-160055030011000MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332

Таблеточные тиристоры

Type

VRSM

V

ITRMS

A

IFAV

A

ITSM

A

Тип конденсатораСопротивление

Мощность резистора

SKT240400-18006002405000MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332
SKT340800-18007003405700MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332
SKT491400-180010004908000MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332
SKT493400-180010004908000MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332
SKT551800-180012005509000MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332
SKT553400-180012005509000MKP 384S-0,47 мкФ-1200В3332
SKT600800-1800140060011500MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332
SKT760800-1800160076015000MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332
SKT10001200-28002300100019000MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332
SKT12001200-18002800120030000MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332
SKT14002600-36003000140029000MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332
SKT18001200-16004500180053000MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332
SKT20002200-28005000200045000MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332
SKT24001200-18005700240055000MKP 384S-1,0 мкФ-1200В3332

tsdrive.blogspot.com