Какое примерное напряжение будет на выходе микросхемы диоды кремниевые – Какое примерное напряжение будет на выходе микросхемы? Диоды кремниевые.

какое прямое падение напряжение на кремниевом диоде

Дааа… Праздники — штука тяжёлая! ВАХ напряжения насыщения.. <img src=»//otvet.imgsmail.ru/download/62604757_a3180059b741f2290467b7d8cb94f363_800.jpg» data-lsrc=»//otvet.imgsmail.ru/download/62604757_a3180059b741f2290467b7d8cb94f363_120x120.jpg» data-big=»1″>

<a rel=»nofollow» href=»http://domasniyelektromaster.ru/tag/napryazhenie-na-diode/» target=»_blank»>http://domasniyelektromaster.ru/tag/napryazhenie-na-diode/</a>

Очень оно разное для разных диодов. Вот понадобилось мне 0,55в., так я почти сотню перебрал 4007 диодов, прежде чем пару выбрал.

Вроде бы 0,7 вольта. Я пользуюсь этим значением в расчётах.

больше 0,6 никогда не встречал

Попадется древний Омметр, с КБС батарейкой, приспособить туда батарейку от мобилы, с возможностью зарядки, место там останется еще для 2х 3х приборов, а заодно и отградуируешь шкалу для диодов, и на шкале место свободного навалом, не прибор а няшка получится!

оно зависит от силы тока через диод,

touch.otvet.mail.ru

Получение нестандартных напряжений от 3-выводных стабилизаторов

Трехвыводные стабилизаторы напряжения настолько прочно вошли в нашу действи­тельность, что многие уже и не представляют себе стабилизированные источники пита­ния без них.

Унификация схем, а также переход к интегральным по­лупроводниковым стабилизаторам повлек за собой и унифи­кацию питающих напряжений для них. На свет появились ми­кросхемы, которые имеют всего 3 вывода: вход, выход и об­щую шину и позволяют получать стабилизированное напря­жение строго заданных параметров, не требуя при этом ни­каких дополнительных элементов.

Так как жизнь не стоит на месте, то и номенклатура на­пряжений выпускаемых «КРЕНок» с неизменным выходным напряжением давно уже перестала удовлетворять требованиям текущего времени. В аппаратуре по­явились другие напряжения, которые отли­чаются от предлагаемых напряжений вы­пускаемых ИМС стабилизаторов.

В литературе предлагается немало спо­собов, как найти выход из данной ситуа­ции. Эти предложения сводятся в основ­ном к «подпору» общего вывода 3-вывод­ных микросхем стабилитроном или пере­менным резистором для получения, к при­меру, с помощью ИМС хх7805 выходного напряжения выше 5 В.

А если необходимо стабилизированное напряжение ниже 5 В? Конечно, можно воспользоваться LM317 (КР142ЕН12), но в её стандартной схеме включения невозможно получить напряжение, на­пример, в 1 В. К тому же при­менение LM317 усложняет схему из-за элементов обвязки. И час­то бывает так, что, особенно при ремонте и макетировании, напря­жение нужно «здесь и сейчас», а LM317 будут только завтра в ма­газине или на складе.

Вашему вниманию предлага­ется несколько необычный спо­соб получения стабильных зна­чений напряжений, 3-выводных стабилизаторов для которых либо не существуют в природе, либо еще мало распространены. Способ заключается в по­лучении нужного напряжения как разницы между большим и меньшим значениями на выходах «КРЕНок» (

рис.1).

Рис. 1

Например, чтобы получить значение 1 В, нужно на вход микросхемы ST1, например, ХХ7806 подать нестабилизированное напряжение от диодного моста VD1, а на вход микросхе­мы ST2, например, ХХ7905 — нестабилизированное напряже­ние от диодного моста VD2. Как разность значений положи­тельного напряжения +6 В и отрицательного -5 В на выходе устройства будет +1 В. Это станет возможным потому, что с выхода ST2 -5 В подается на общую шину ST1. Внутренняя структура этой микросхемы выполнена так, что позволяет про­изводить сложение напряжений по уровню на входе с соот­ветствующим значением напряжения на выходе благодаря то­му, что общая шина ST1 оказалась оторванной от общего про­вода схемы. Общим проводом схемы является искусствен­ная средняя точка, образованная минусовым выводом диод­ного моста VD1 и плюсовым выводом диодного моста VD2.

Чтобы не было короткого замыкания, «переменные» вхо­ды моста VD2 подключены к обмотке понижающего транс­форматора Тр1 через разделительные конденсаторы С2, С3. Такое схемотехническое решение заимствовано из [1]. Ко­нечно же, имея в наличии трансформатор со средним выво­дом вторичной обмотки, можно заметно упростить схему, отказавшись от элементов VD2, С2, С3, но такой вариант на практике не всегда возможен. Для получения напряжения 1,5 В необходимо, применяя в качестве ST1 ХХ7808, а в ка­честве ST2-XX7906, включить в разрыв плюсового выхода схемы кремниевый диод (на рис.1 показан пунктиром).

В таблице приводятся значения входных напряжений и типы применяемых микросхем для получения значений на­пряжений 1; 1,5; 2; 2,5; 3; 3,5; 4 В. Стабилизатор ST2 практи­чески не греется, поэтому в его качестве можно использовать микросхемы в корпусе ТО-92. При эксплуатации устройства с током в нагрузке менее 0,5 А емкости всех конденсаторов мож­но уменьшить в 2 раза по сравнению с указанными на рис.1.

Входное переменное напряжение
(не менее)
ST1ST2Рисунок №ДиодВыходное
напряжение
7 ВХХ7806ХХ79051Нет
10 ВХХ7809ХХ79081
Нет
9 ВХХ7808ХХ79061D11,5 В
9 ВXX7808ХХ79061нет2 В
9 ВХХ7808ХХ79051D12,5 В
9 ВХХ7808ХХ79051НетЗВ
10 ВХХ7809ХХ79061Нет
13 ВХХ7812ХХ79091Нет
16 ВХХ7815ХХ79121Нет
10 ВХХ7809ХХ79051D13,5 В
10 ВХХ7809ХХ79051нет4 В
6 ВST3 > ХХ78052D2
4,5 В

Получить напряжение 4,5 В можно по схеме, показанной на рис.2. Для этого понадобится микросхема хх7805 и кремниевый диод, установленный на ее выходе в прямом включении. На этом диоде, в зависимости от тока нагрузки, происходит падение напряжения около 0,5-0,6 В. При выборе диода для реальной кон­струкции, нужно иметь в виду, что его номинальный прямой ток должен быть не менее максимального тока нагрузки.

Рис. 2

Конечно, указанными выше значениями напряжений воз­можности схемы (рис.1) не ограничиваются. Предложенным способом можно получить также отрицательные выходные на­пряжения. Для этого необходимо «перевернуть» диодные мос­ты VD1 и VD2, поменять местами ST1 и ST2, а также изме­нить полярность включения всех конденсаторов и диода D1.

Предложенные схемы можно использовать для питания го­товых конструкций, при макетировании, для зарядки маломощ­ных аккумуляторов, при ремонтах и апгрейде аппаратуры. При этом нужно обязательно учитывать различия цоколевки мик­росхем стабилизаторов для положительных и отрицательных напряжений.

Литература

  1. Wirelles World №8 1980
  2. Нефедов А.В. Интегральные микросхемы и их зарубеж­ные аналоги. Справ. Том 1. — М.: КубК, 1996.

Автор: Геннадий Котов, г. Антрацит, Луганской обл.

Возможно, вам это будет интересно:

meandr.org

мир электроники — Как получить нестандартное напряжение

Практическая электроника
 

материалы в категории

В большинстве радиоэлектронных устройств все напряжения относительно стандартны: 3V, 5V, 9V, 12V и так далее.
Насчет выдаваемого напряжения стандартны обычно и электрохимические источники тока: батарейки (1,5V, 9V), аккумуляторы и так далее.
Но бывают случаи когда требуется получить и необычное напряжение: например 6V или 8V. Скажите такое случается крайне редко? Отнюдь…

Немного отвлекусь от темы и приведу реальный пример из реальной практики:
В некоторых моделях телевизоров Sharp питание видеопроцессора осуществлялось через трехногий стабилизатор AN7808 (то есть 8V). При меньшем напряжении- отключается яркость, при подаче 9V телевизор работает, но нет цветности и увеличен размер по кадрам. В старые добрые времена «родной» 8-ми Вольтовый стабилизатор найти было довольно проблематично и приходилось «выкручиваться» с родными советскими КРЕНками типа КР142ЕН на фиксированное напряжение 5 и 12 Вольт.

Для решения данной проблемы возможны два варианта:
1. Изготовить регулируемый источник питания.
2. Изменить напряжение стабилизации у микросхемы-стабилизатора.

Рассмотрим оба варианта:

регулируемый источник питания

Схем регулируемых источников питания в интернете много. Можно найти различные схемы как на транзисторах так и на микросхемах, с защитой и без, но мы рассмотрим самый простой вариант регулируемого источника питания- на микросхеме серии LM317. На ней можно изготовить простенький регулируемый источник питания с выходным напряжением в пределах 1,5….30V и током до 1,5Ампер. Кстати, у неё есть и отечественный аналог имеется- называется он КР142ЕН12А. Схема включения у него такая:


Как видим ничего сложного и хитрого: самый обыкновенный диодный мост, пара конденсаторов на входе и выходе и цепь регулировки.

Вариант второй:

Как изменить напряжение стабилизации у КРЕНки

Здесь, в общем-то тоже нет ничего хитрого: достаточно просто средний (тот который «общий» вывод) у КРЕНки подключить через стабилитрон. См схему:


Выходное (причем стабилизированное!) напряжение при этом поднимется на значение напряжения стабилизации стабилитрона.
То есть если взять 5-ти вольтовую КРЕНку и поставить дополнительно стабилитрон, скажем, на 3,3V, то на выходе мы получим 5+3,3=8,3V.

А если вдруг необходимо поднять напряжение не на много, скажем всего на 0,5….1,5V? Тоже не сложно: таких стабилитронов не существует, но вместо стабилитрона можно использовать обыкновенный диод (только включается он не как стабилитрон а наоборот- катодом к «общему»). См рисунок:


Все дело в том что на p-n переходе диода создается падение напряжения:
для кремниевых диодов оно составляет порядка 0,6-0.7V, для германиевых 0.3-0.4V.
Именно это свойство можно и использовать: если установить, скажем, два последовательно включенных кремниевых диода то напряжение на выходе КРЕНки подымется приблизительно на 1,4V.

Небольшое дополнение: в «последних» отечественных телевизорах (которые еще выпускались в середине-конце 1990-х годов) можно было встретить источники питания где 12-ти Вольтовый стабилизатор был выполнен на микросхеме КР142ЕН8Г с включением среднего вывода через подстроечный резистор. Но диапазон регулировки у такой схемы был, прямо скажем, не очень…. Так что все что было написано выше более эффективно.

Ну и напоследок: основная часть материала и картинки позаимствованы с сайта Практическая электроника (с предварительного согласия!!)

radio-uchebnik.ru

Схемотехника микросхем импульсных стабилизаторов напряжения – Полупроводниковая силовая электроника

Схемотехника и особенности применения отечественных микросхем для источников питания достаточно широко освещены в литературе [19, 21, 23, 25, 26]. Описание особенностей работы импульсных источников питания также можно найти в специальной литературе, например, [15, 18]. Как известно, в импульсных источниках питания входное нестабилизированное напряжение преобразуется в достаточно высокочастотное (более 20 кГц). При этом, чтобы получить требуемый уровень стабилизации, необходимо провести регулирование коэффициента заполнения импульсного напряжения и затем осуществить процесс выпрямления, что и обеспечивает стабильное постоянное выходное напряжение источника питания. В понижающих импульсных стабилизаторах значение выходного напряжения (£/вых) всегда ниже входного (ί/χ) и определяется простым выражением [26, 61]:

I

где t — время открытого состояния выходного ключевого транзистора; Т— период следования импульсов.

Коэффициент полезного действия (КПД) преобразования таких микросхем достаточно высокий — 70—95%, поскольку их входная цепь «развязана» с выходной по постоянному току.

Как известно, импульсные стабилизаторы напряжения могут работать с использованием как релейного (гистерезисного) способа преобразования, так и путем широтно-импульсной модуляции (ШИМ) (с регулированием по напряжению или по току) [27].

На рис. 3.31 приведена структурная схема релейного импульсного понижающего стабилизатора напряжения, построенная на основе микросхемы IL34063, которая может применяться в понижающих, повышающих и инвертирующих импульсных стабилизаторах.

Здесь рабочая частота колебаний задается выбором соответствующих численных значений емкости конденсатора СЗ и сопротивления резистора R1. Кроме того, рабочая частота стабилизатора повышается с ростом входного напряжения, поскольку при этом увеличивается скорость нарастания тока в индуктивности L1. Когда напряжение на выводе 5 цепи обратной связи достигает значения, равного значению опорного напряжения, компаратор через логический элемент и триггер закрывает выходной каскад и прерывает прохождение импульсов на выход 2 микросхемы. Стабилизатор работает в режиме генерации пакетов импульсов, т.е. когда величина напряжения на выводе 5 больше величины опорного напряжения 1,25 В, на выходе присутствуют импульсы, а когда ниже — импульсы отсутствуют. Наличие пульсаций на входе обратной связи — обязательное условие нормальной работы импульсного гистерезисного стабилизатора. Так, на выходе представленного на рис. 3.31 понижающего стабилизатора значение пульсаций напряжения составляет 120 мВ. Для того чтобы его уменьшить до 40 мВ, к выходу стабилизатора дополнительно подключается фильтр L2, С4. КПД такого стабилизатора составляет -80%.

Рис. 3.31. Структурная схема релейного импульсного стабилизатора напряжения с микросхемой IL34063, где: С1 — конденсатор электролитический емкостью 100 мкФ ± 10%; С2 — конденсатор емкостью 470 пФ ± 10%; СЗ — конденсатор электролитический емкостью 470 мкФ ± 10%; С4 — конденсатор электролитический емкостью 100 мкФ ± 10%; R1 — резистор сопротивлением 0,33 Ом ± 5%; R2 — резистор сопротивлением 1,2 кОм ± 5%; R3 — резистор сопротивлением 3,6 кОм ± 5%; L1 — индуктивность 220 мкГн; L2 — индуктивность 1,0 мкГн; VD1 — диод

Максимальное численное значение величины выходного тока микросхемы импульсного стабилизатора напряжения IL34063 составляет от 0,8 до 1,5 А.

Как известно [27], более качественные характеристики имеют импульсные стабилизаторы, использующие метод широтно-импульсной модуляции (ШИМ). Их рабочая частота, как правило, постоянна, что позволяет оптимизировать параметры индуктивности и емкости выходного фильтра и упрощает решение задачи фильтрации помех. Численные значения пульсаций выходного напряжения таких стабилизаторов значительно меньше, чем в релейных. Недостаток ШИМ-стабилизаторов с управлением по напряжению — реакция на скачкообразное изменение тока нагрузки или входного напряжения. Для обеспечения их устойчивости обязательно использование частотной коррекции в цепи отрицательной обратной связи.

Более совершенные динамические характеристики по сравнению со стабилизаторами с управлением по напряжению имеют ШИМ-стабилизаторы с управлением по току. Они же обладают и лучшей устойчивостью. В дополнение к цепи отрицательной обратной связи по напряжению их структурная схема включает и быстродействующую цепь обратной связи по току. Как правило, сигнал обратной связи по току поступает отдатчика тока выходного ключа, выделяется на токоизмерительном резисторе и суммируется с сигналом обратной связи по напряжению.

В отечественном серийном производстве выпускается широкий спектр микросхем для понижающих импульсных стабилизаторов с ШИМ-регулированием — IL2576, IL2596,1L1501, ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412 и ΙΖ2307. Рассмотрим более подробно схемотехнику и особенности применения этих наиболее распространенных ИМС.

Так, микросхемы IL2576, IL2596, IL1501 предназначены для импульсных стабилизаторов напряжения с фиксированным выходным напряжением 3,3; 5,0 и 12 В, а также для стабилизаторов с регулируемым внешним резистивным делителем на напряжение в диапазоне 1,2—37 В. Их выходной ток достигает 3 А. Рабочая частота фиксирована и составляет 52 кГц для IL2576 и 150 кГц для IL2596 и IL1501.

Рассмотрим более детально работу импульсного стабилизатора, построенного на основе микросхемы IL1501 (рис. 3.32, 3.33). Микросхема имеет встроенный источник опорного напряжения, примерно равного ширине запрещенной зоны полупроводника — 1,235 В. Опорное напряжение подается на неинвертирующий вход усилителя ошибки А1, на инвертирующий вход усилителя через резистивный делитель R1/R2 подается часть выходного напряжения. Усиленная разность напряжений через блок частотной компенсации поступает на инвертирующий вход ШИМ-компаратора А2. На его неинвертирующий вход подается пилообразное напряжение внутреннего генератора на частоту 150 кГц. Ширина импульса на выходе ШИМ-компаратора тем больше, чем меньше напряжение на выходе стабилизатора, причем коэффициент заполнения может регулироваться от 0 до 100%. Рассмотренная цепь обеспечивает регулирование по напряжению.

Рис. 3.32. Функциональная схема микросхемы IL1501, где: А1 — усилитель; А2—А4 – компараторы; G1 – источник постоянного напряжения 200 мВ; G2 – источник постоянного напряжения 220 мВ; Rl — R3 — резисторы; VT1, VT2 — транзисторы

В микросхеме предусмотрена защита от превышения рабочего тока выходного транзистора и критической температуры кристалла. При превышении тока резистора R3 компаратор АЗ автоматически выключает внутренний генератор, а компаратор А4 — драйвер выходного транзистора. В результате транзистор отключается, и на выходе импульсы отсутствуют. При превышении температуры кристалла Т > 150 °С срабатывает встроенный блок температурной защиты и блокируется прохождение импульсов на выходной транзистор. Микросхема также имеет вход управления SD с ТТЛ уровнями управляющего напряжения. Подача на этот вход напряжения меньше 0,6 В разрешает работу стабилизатора, выше 2,0 В — блокирует его работу. В рабочем состоянии типовое значение тока потребления составляет 5 мА, в режиме сброса — 150 мкА.

Рис. 3.33. Блок-схема импульсного стабилизатора напряжения с микросхемой IL1501, где: Cl, С2 — конденсаторы электролитические; L1 — катушка индуктивности; VD1 — диод Шоттки 1Ν5825

Отечественные микросхемы ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412, ΙΖ2307 — это регуляторы с управлением по току. Предназначены они для проектирования энергосберегающих импульсных стабилизаторов напряжения с регулируемым выходным внешним резистивным делителем напряжения от 1,2 до 21 В (ΙΖ1583 и ΙΖ1591), от 0,92 до 16 В (ΙΖ1412) и от 0,925 до 20 В (ΙΖ2307). Значение выходного тока у ΙΖ1583 и 1Ζ2307 достигает величины 3 А и 2 А, соответственно, у ΙΖ1591 и ΙΖ1412. Рабочая частота этих микросхем фиксирована и составляет 330—385 кГц.

В микросхеме ΙΖ2307 (рис. 3.34), кроме того, предусмотрена возможность синхронного выпрямления — вместо внешнего выпрямляющего диода Шоттки используется внутренний МОП-транзистор, падение напряжения которого во включенном состоянии меньше, чем у открытого диода Шоттки. Пониженное значение опорного напряжения (0,92—0,925 В) у ΙΖ1412, ΙΖ2307 и синхронное выпрямление у ΙΖ2307 позволяют создавать на их основе импульсные стабилизаторы с высоким КПД. Это особенно важно для источников питания с низким выходным напряжением.

На рис. 3.35 представлена блок-схема малогабаритного энергосберегающего импульсного стабилизатора напряжения, построенного на базе микросхемы ΙΖ2307.

Как видно из этого рисунка, для построения стабилизатора требуется минимальное количество внешних дискретных элементов. Даже любой радиолюбитель легко может построить это энергосберегающее устройство для использования в бытовой аппаратуре.

Рис. 3.34. Функциональная схема микросхемы ΙΖ2307

Алгоритмы работы микросхем ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412 и ΙΖ2307 достаточно близки. Рассмотрим для примера работу стабилизатора, построенную на основе микросхемы ΙΖ1412 (рис. 3.36). Величина напряжения на выводе СОМР микросхемы всегда будет пропорциональна значению пикового тока индуктивности стабилизатора. В начале рабочего цикла микросхемы верхний транзистор VT4 закрыт, нижний транзистор VT5 открыт.

Значение напряжения на выводе СОМР выше, чем на выходе усилителя токового сигнала, и, следовательно, на выходе ШИМ-компаратора присутствует низкий уровень напряжения. Высокий уровень тактирующего сигнала внутреннего генератора переключает RS-триггер, выходы которого закрывают транзистор VT5 и открывают VT4. В индуктивности через транзистор VT4 начинает протекать ток от входного источника. Возрастающий ток индуктивности создает падение напряжения на резисторе R2, которое усиливается усилителем токового сигнала. Пилообразное напряжение внутреннего генератора суммируется с выходным напряжением усилителя токового сигнала и сравнивается ШИМ-компаратором с выходным напряжением усилителя ошибки.

Когда сумма напряжений усилителя токового сигнала и генератора пилообразного сигнала превышает напряжение на выводе СОМР, RS триггер переключается и транзисторы VT4 и VT5 возвращаются в исходное состояние. Суммирование значений выходного напряжения усилителя токового сигнала и генератора пилообразного сигнала приводит к тому, что к управлению по напряжению добавляется управление по току. Если суммарное напряжение меньше напряжения на выводе СОМР, то низкий уровень напряжения на выходе внутреннего генератора тактирующего сигнала «сбрасывает» RS-триггер. Выход усилителя ошибки усиливает разницу напряжений между входом обратной связи FB и опорным напряжением, равным 0,92 В.

Рис. 3.36. Функциональная схема микросхемы IZ1412

Если напряжение на входе FB меньше 0,92 В, напряжение на выводе СОМР увеличивается и наоборот. Таким образом, ширина импульса на выходе ШИМ- компаратора тем больше, чем меньше напряжение на выходе стабилизатора.

Выходное напряжение импульсного стабилизатора определяется резистивным делителем R3/R2 по формуле

где UFB = 0,92В — напряжение обратной связи на выводе FB.

Типовое значение R2 = 10 кОм. Частота работы микросхемы — 380 кГц. Однако в режиме короткого замыкания (t/FB = 0) частота уменьшается до 240 кГц.

Микросхема имеет вход управления EN, который работает следующим образом: если напряжение на нем меньше 0,4 В, то работа стабилизатора блокируется, а выше 3,0 В — его работа разрешается. В рабочем состоянии типовое значение тока потребления составляет 1,1 мА, в режиме сброса — всего 23 мкА. Необходимо отметить то, что низкие значения токов потребления достигнуты благодаря изготовлению микросхемы по совмещенной комбинированной БиКДМОП-технологии, позволяющей реализовать достоинства биполярных, пМОП, рМОП (КМОП) и высоковольтных ДМОП-транзисторов. Микросхема также имеет регулируемую подключаемую внешней емкостью к выводу SS функцию «мягкого старта», которая позволяет минимизировать ток потребления и исключить вероятность перегрузки выхода при старте микросхемы, что существенно повышает ее надежность.

На рис. 3.37 представлена блок-схема энергосберегающего импульсного стабилизатора напряжения, построенного на базе микросхемы IZ1412 и одиннадцати «внешних» по отношению к микросхеме дискретных элементов.

Как известно, характеристики импульсного стабилизатора напряжения определяются не только электрическими параметрами используемой микросхемы, но и параметрами схемы «обвязки» — емкостей, индуктивности, диода. На примере определения параметров «внешних» компонентов микросхемы IZ1412 покажем основные правила их выбора [28].

Так, индуктивность L1 обеспечивает постоянное численное значение тока в нагрузке даже при допустимых изменениях входного напряжения. Чем больше индуктивность, тем меньше будут пульсации тока и, как результат, меньше и пульсации выходного напряжения.

Однако существенное увеличение значения индуктивности приведет к увеличению габаритов стабилизатора, последовательного сопротивления и/или к уменьшению тока насыщения. Поэтому на практике рекомендуется применять следующее правило: пульсации тока в индуктивности Δ/L не должны превышать 30% максимального ограничения тока выходного ключевого транзистора (для IZ1412 это 3,4 А). Тогда значение индуктивности может быть рассчитано по формуле:

где fs = 380 кГц — рабочая частота микросхемы.

Индуктивность не будет насыщаться при достижении максимального тока. Максимальный ток индуктивности /Ыакс может быть рассчитан по формуле:

Выходной выпрямительный диод проводит ток индуктивности, когда верхний транзистор VT4 закрыт. Для повышения КПД импульсного стабилизатора рекомендуется использовать диод Шоттки, обратное пробивное напряжение которого больше, чем максимальное входное напряжение стабилизатора UBX МАКС, и максимальный ток больше тока нагрузки стабилизатора /вых.

Входное напряжение стабилизатора может изменяться, поэтому на входе необходим конденсатор С1. Лучше всего использовать керамический конденсатор, поскольку у него небольшое эквивалентное последовательное сопротивление Resr. Можно также применять электролитический или танталовый конденсатор с низким значением /?ESR. Действующее значение тока конденсатора С1 можно определить с помощью уравнения:

В худшем случае, когда UBX = 2 t/Bblx, /С1 = /вых/2. Необходимо выбирать конденсатор, диапазон токов которого превышает половину максимального тока нагрузки стабилизатора /вых. Пульсации входного напряжения Δί/ΒΧ определяются выражением:

В отличие от релейного стабилизатора, для работы импульсного стабилизатора с ШИМ-регулированием не требуется наличия пульсаций выходного напряжения. Значение пульсаций напряжения на выходе А1/вых определяется в основном типом используемого конденсатора и вычисляется по формуле:

Применять можно керамический, танталовый или электролитический конденсаторы с низким значением эквивалентного последовательного сопротивления Resr. Самые низкие значения Resr у керамических конденсаторов, поэтому для них выражение (3.19) упрощается:

При С6 = 22 мкФ, LI = 15 мкГн,/5 = 380 кГц, UBX = 5 В, UBb]X = 3,3 В значение пульсаций выходного напряжения составляет всего 2,9 мВ.

Значения эквивалентного последовательного сопротивления Resr у электролитических и танталовых конденсаторов больше, чем у керамических. Для них выражение (4.19) имеет следующий вид:

При С6 = 560 мкФ, Resr = 0,03 Ом (использован электролитический конденсатор с низким Resr), L\ = 15 мкГн,/5 = 380 кГц, UBX = 5 В, £/вых = 3,3 В значение пульсаций выходного напряжения будет составлять 5,9 мВ.

Таким образом, при выборе выходного конденсатора следует иметь в виду, что для уменьшения пульсаций выходного напряжения необходимы конденсаторы с малым последовательным сопротивлением Resr.

Устойчивость работы стабилизатора обеспечивают внешние элементы коррекции С4, СЗ, R1. Схема коррекции наклона пилообразного напряжения устраняет возможность самовозбуждения стабилизатора на субгармониках, особенно при коэффициенте заполнения более 50%, который присущ стабилизаторам с обратной связью по току. Используется коррекция по типу «полюс—нуль» частотной характеристики [16] с несколькими полюсами и нулями. Как известно, для обеспечения устойчивости систем с отрицательной обратной связью необходимо, чтобы фазовый сдвиг был меньше 180е на всех частотах, на которых коэффициент передачи цепи обратной связи превышает единицу. Для этого проще всего включить в схему емкость, с помощью которой можно задать частоту (полюс) и наклон характеристики, равный —6 дБ/октава (20 дБ/декада). За счет этого в большей части полосы пропускания фазовый сдвиг будет равен 90°. Иногда лучший результат можно получить, если использовать схему коррекции, которая сначала обеспечивает спад усиления с наклоном 6 дБ/октава (20 дБ/декада), а затем, начиная с некоторой частоты, — ровную характеристику (нуль характеристики). Схема коррекции, применяемая для микросхемы IZ1412, имеет несколько «полюсов» и «нулей» характеристики.

Коэффициент усиления петли обратной связи определяется выражением

где RBb]X – значение сопротивления нагрузки; Gcs = 1,95А/В – крутизна усилителя тока; ΛνΕΑ = 400 В/В — коэффициент усиления усилителя ошибки.

Микросхема ΙΖ1412 имеет два полюса характеристики. Один определяется компенсирующей емкостью С4 и выходным сопротивлением усилителя ошибки. Второй — выходным конденсатором С6 и резистором нагрузки ЛВЬ|Х:

где Gea = 830 мкА/В — крутизна усилителя ошибки.

Система имеет один «нуль» характеристики, обусловленной компенсирующей емкостью С4 и компенсирующим резистором RI

Если емкость выходного конденсатора С6 большая и/или сопротивление Resrвелико, возможны и другие «нули» характеристики системы. «Нуль», определяемый Resr и С6, равен

Для обеспечения устойчивости системы важно правильно выбрать частоту единичного усиления петли обратной связи (fc). Слишком низкая частота приводит к медленной реакции микросхемы на изменения нагрузки, слишком высокая частота может привести к нестабильности системы. На практике лучше использовать частоту единичного усиления петли обратной связи, не превышающую одну десятую рабочей частоты микросхемы (fc < 0,l/s). Сопротивление компенсирующего резистора R\ задает частоту единичного усиления и определяется по формуле:

Значение компенсирующей емкости С4 определяет запас по фазе. Желательно, чтобы частота/21 была меньше одной четвертой частоты единичного усиления (fZ] < 0,25/с). Тогда значение емкости будет определяться следующим выражением:

В случае, когда последовательное сопротивление Resr выходной емкости С6 велико и частота/ESR меньше половины рабочей частоты/s, т.е.

требуется вторая компенсирующая емкость СЗ, и необходимо добавить третий полюс характеристики, определяемый значениями емкости СЗ и сопротивлением резистора R\:

Таблица 3.7. Основные технические характеристики базовой серии микросхем управления импульсными источниками питания

имс

Напря жение питания

ЧсВ

Ток потребления, мА

Частота работы, кГц

Обратная связь по току

Защиты

Технология

от перегрузок по току (ОСР, OLP)

гистерезис по питанию (UVLO)

от повышенного напряжения питания (OVP)

от пониженного напряжения питания

от перегрева кристалла (ОТР)

IL494

7,0-40,0

< 50

1-300

Биполярн.

ILA4605-2,

КР1087ЕУ1

7,5-15,5

< 16

10-100

+

+

+

+

+

Биполярн.

ILA3842A,

IL3844

12-25

< 17

10-500

+

+

+

+

+

Биполярн.

IL44608N40

< 500 В при запуске, 6,6-15 В рабочее

< 3,6

40 ± 4

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

IL44608N75

< 4,0

75 ±7

IL44608N100

< 4,5

100 ± 10

ILP223

36-700

1,1-1,6

100

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

ΙΖΡ233

36-700

1,0-2,0

132/66

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

ΙΖΥ266

50-700

0,32

132

+

+

+

+

+

+

БиКДМОП

Значение СЗ задается выражением:

Приведенные практические рекомендации и теоретические выражения для определения параметров компенсирующих элементов применимы как для микросхем IZ1583, IZ1591, 1Z1412, IZ2307, так и для других микросхем импульсных стабилизаторов с управлением по току.

Представленные серии микросхем импульсных понижающих стабилизаторов напряжения представляют собой современную элементную базу для экономичных малогабаритных источников питания портативной вычислительной, промышленной и бытовой техники.

Приведенные выше схемотехнические особенности организации, практические рекомендации по их применению, а также представленные математические выражения и формулы для выбора и расчета параметров элементов обрамления позволят специалистам более эффективно использовать все возможности этих микросхем при построении широкого спектра энергосберегающих источников питания различного назначения.

В табл. 3.8 представлены основные технические характеристики базовой серии отечественных микросхем импульсных стабилизаторов напряжения.

Таблица 3.8. Основные технические характеристики базовой серии микросхем импульсных стабилизаторов напряжения

Источник: Белоус А.И., Ефименко С.А., Турцевич А.С., Полупроводниковая силовая электроника, Москва: Техносфера, 2013. – 216 с. + 12 с. цв. вкл.

nauchebe.net

Согласование логических уровней 5В и 3.3В устройств

Всякое решение плодит новые проблемы.
Следствие к закону Мерфи

В настоящий момент все больше и больше производителей микросхем осуществляют перевод их на питание от 1.8В до 3.3В. В связи с этим возникает задача согласования логических уровней устройств с различными питающими напряжениями. Наиболее часто производится подключение 3.3В устройств к 5В устройствам. Методы согласования для этого случая и рассмотрим в данной статье. Однако общие принципы приведенных методов справедливы и для согласования устройств с другими питающими напряжениями при соответствующей адаптации.

Не все методы согласования могут использоваться во всех ситуациях, поэтому необходимо разобраться в механизмах работы каждого из них. Не важно какие устройства соединяются между собой, важно направление сигнала. Направление определяет необходимость применения защиты. Например, при подключении выхода устройства с 5В питанием ко входу устройства с 3.3В питанием необходимо предусмотреть защиту по входу для второго устройства. Однако выход 3.3В устройства можно напрямую подключить ко входу 5В устройства и при этом есть вероятность, что второму устройству для нормальной работы будет достаточно уровня сигналов первого, так как они находятся в допустимых пределах. Для выхода с открытым коллектором (стоком) необходимо не забывать предусматривать подтягивающий резистор.
Существуют также устройства с питанием 3.3В, которые могут напрямую подключаться к 5В устройствам. У данных устройств в описании входных интерфейсов присутствует параметр «5V Tolerant Input», т.е. возможно прямое подключение к 5В выходу.
Если не указано иное, то при описании способов согласования уровней предполагается, что 5В и 3.3В устройства имеют общую «землю». Для упрощения при моделировании за логический «0» будем принимать нулевой уровень напряжения, за логическую «1» будем принимать +5В. Стрелочками будем указывать направление тока в цепи.

Последовательно включенный резистор

Наиболее простой схемой согласования уровней является использование последовательно включенного резистора, однако необходимо помнить, что не все устройства можно подключить с использованием данной схемы. Схема является двухсторонней.


Эта схема требует наличия встроенной защиты входных портов от перенапряжения на стороне 3.3В устройства. Защита представляет собой два диода, включенных по схеме ограничения уровня (clamping diodes). Эти диоды довольно надежны, но они не предназначены для длительного пропускания больших токов, поэтому и используется ограничительный резистор. Он ограничивает ток, протекающий через диоды тем самым предотвращая их повреждение. Желательно чтобы этот ток был как можно меньше (микроамперы). При больших токах возможно повреждение диодов и, кроме того, микросхема может «защелкнуться» — выражается в быстром, сильном разогреве корпуса последней.
Номинал резистора R1 зависит от максимально возможного тока через диод D1. 10 кОм резистор будет безопасным для большинства устройств. Необходимо помнить, что большой номинал резистора будет ограничивать максимально возможную скорость передачи сигнала. Для высокоскоростных сигналов необходимо уменьшать резистор, но для большинства устройств его значение должно быть не менее 1 кОм.
Если 3.3В устройство не содержит защитных диодов по входу, то использовать данную схему сопряжения нельзя — это может привести к выходу устройства из строя.
Если известен максимально допустимый ток защитных диодов, то можно рассчитать минимальное сопротивление резистора. Например, для микросхем Propeller максимальный ток защитных диодов составляет +-500 мкА:
R = U/I = (5 — 3.3 — 0.6)/500E-6 = 2.2 кОм
где 0.6В — падение напряжения на защитном диоде.
Для безопасности выбираем резистор с большим номиналом из стандартного ряда — 2.7 кОм.
В случае отсутствия защитных диодов можно использовать один внешний диод:

Но более разумно в этом случае подумать о возможности использования других схем сопряжения.

Достоинством схемы с последовательным резистором является ее простота. Существенным недостатком является инжекция дополнительного тока в источник питания 3.3В. При мощном 5В выходе и маломощном источнике питания 3.3В эта инжекция тока может привести к флуктуациям трехвольтового питания вокруг 3.3В.

Делитель напряжения

Данная схема используется для согласования уровней 5В выхода с 3.3В входом. Наиболее часто встречаемая у радиолюбителей схема. Схема является односторонней.

Для приведения уровня используется обычный делитель напряжения — резисторы R1 и R2. Как правило, выходное сопротивление RS очень мало (менее 10 Ом), поэтому для того, чтобы его влиянием на резистор R1 можно было пренебречь необходимо выбирать резистор R1 много больше RS. На приемной стороне значение резистора RL очень велико (более 500 кОм), поэтому для того, чтобы его влиянием на резистор R2 можно было пренебречь необходимо выбирать резистор R2 много меньше RL.
При выборе номиналов резисторов необходимо учитывать компромисс между рассеиваемой мощностью и временем нарастания/спада сигнала. Для минимального потребления суммарное сопротивление резисторов R1 и R2 должно быть как можно больше. Однако, емкость нагрузки, состоящая из паразитной емкости CS и входной емкости 3.3 В устройства CL, может сильно повлиять на время нарастания/спада входного сигнала. При слишком больших R1 и R2 время нарастания/спада может выйти за допустимые пределы.
Пренебрегая значением RS и RL получим формулы для расчета значений R1 и R2:

Vout / (R1 + R2) = Vin / R2, следовательно, R1 = (Vout — Vin) * R2 / Vin = (5 — 3.3) * R2 / 3.3 = 0.515 * R2

Формула для вычисления времени нарастания/спада сигнала имеет вид:

где
R = 0.66 * R1 — эквивалентное сопротивление,
С = СS + CL — эквивалентная емкость,
Vi = начальное напряжение на конденсаторе C,
Vf = конечное напряжение на конденсаторе С,
Va = напряжение эквивалентного источника напряжения (0.66 * Vout).
Из этой формулы получаем выражение для эквивалентного сопротивления:

В качестве примера произведем расчет резисторов делителя при следующих условиях:
CS = 1 пФ,
CL = 5 пФ,
Максимальное время нарастания напряжения от 0.3В до 3В <= 1 мкс.

Получаем максимальное эквивалентное сопротивление:

R = -[1E-6/(6E-12*ln((3-0.66*5)/(0.3 — 0.66*5))] = 72382 Ом.

Находим значения резисторов R1 и R2:

R1 = R/0.66 = 72382/0.66 = 109.7 кОм,
R2 = R1 / 0.515 = 110 / 0.515 = 213 кОм.

Из стандартного ряда выбираем: R1 = 110 кОм (ближайший больший номинал), R2 = 200 кОм (ближайший меньший номинал).

Достоинством схемы также является простота. Недостаток — дополнительное потребление тока делителем (поэтому в не активном состоянии оптимальным, если
это возможно, будет установить 5В выход в «0» — ток потребления будет минимальным).

Диодный интерфейс

Также как и предыдущий вариант данная схема используется для согласования уровней 5В выхода с 3.3В входом. Схема является односторонней.

Использование диода для изоляции 5В устройства от 3.3В устройства является экономичным и безопасным методом и не требует наличия защитных диодов со стороны 3.3В устройства. При наличии на выходе Vout логической «1» на входе Vin будет примерно 3.3В, при наличии на выходе логического «0» на входе Vin будет напряжение, соответствующее прямому падению напряжения на диоде D1. Поэтому для данной схемы желательно применять диоды Шоттки, так как они имеют низкое прямое падение напряжения (около 0.2В).
Подтягивающий резистор R1 необходим для подачи на вход 3.3В устройства логической «1», так как 5В устройство не может передать этот сигнал из-за наличия диода. Номинал данного резистора обычно выбирается равным 10 кОм, при этом, при указанных на схеме значениях емкостей, время нарастания сигнала от 0.2В (прямое падение напряжения на диоде) до 2.3В (минимальное напряжение логической «1» для 3.3В устройства) составит примерно 68 нс, что вполне достаточно для большинства приложений.

Достоинством схемы является ее простота и надежность работы. Недостатком можно считать желательное применения диодов Шоттки, хотя и при применении обычных диодов схема сохраняет работоспособность (напряжение «0» будет составлять примерно 0.7В, что меньше максимального значения уровня напряжения для 3.3В устройств, равного 1В).

Интерфейс на транзисторе

Также как и предыдущий вариант данная схема используется для согласования уровней 5В выхода с 3.3В входом. Схема является односторонней.

Преобразование уровня производится с помощью NPN транзистора. Сигнал инвертируется, в устройствах на микроконтроллерах это легко учесть простым инвертированием управляющего сигнала. Каких либо преимуществ перед предыдущей схемой не имеет.
Возможно также применение n-канального полевого транзистора:

Резистор R2 необходим для надежного запирания транзистора при плавающем уровне на затворе, например, при старте системы. В данной схеме необходимо использовать транзисторы с малым пороговым напряжением затвора. Идеальным будет использование так называемых «цифровых» транзисторов. Обратите
внимание, что для сохранения времени нарастания сигнала необходимо уменьшить номинал подтягивающего резистора R5 до 4.7 кОм.

Достоинства данной схемы по сравнению с предыдущей отсутствуют. Недостатком является увеличенная стоимость и сложность. Более разумно использовать MOSFET транзистор в другом включении, которое рассмотрим ниже.

Интерфейс с оптической изоляцией

В условиях повышенных электромагнитных помех или, например, при разработке медицинских устройств, необходимо гальванически изолировать устройство с 5В питанием от устройства с питанием 3.3В. Сделать это можно применив транзисторную оптопару. Схема является односторонней.

При включении светодиода по схеме представленной на рисунке схема не инвертирует сигнал. Если катод подключить к земляному проводу, а анод подключить к Vout, то схема будет инвертировать сигнал. Номиналы резисторов R2 и R3 выбираются в зависимости от применяемой оптопары.

Достоинством данной схемы является гальваническая развязка устройств, что предотвращает взаимовлияние устройств, улучшает шумовые характеристики системы. Оптическая изоляция позволяет подключать микроконтроллер к устройствам со значительно большим напряжением питания, таким как 12В в автомобильных устройствах и 24В в промышленных устройствах. Недостатком схемы является повышенная стоимость и ограничение по скорости нарастания/спада сигнала, вызванное инерционностью оптопар.

Интерфейс с последовательно включенным MOSFET транзистором

Немного изменив подключение MOSFET транзистора мы можем получить двунаправленную схему согласования уровней идеально подходящую для применения в шинных системах с открытым коллектором (стоком) таких как 1-Wire, I2C. Принцип работы преобразователя проще всего описать в виде трех состояний.

Состояние 1.

В исходном состоянии ни одно из устройств не подтягивает линию связи к «0», на стороне 3.3В устройства линия подтянута к «1» резистором R1, на стороне 5В устройства линия подтянута к «1» резистором R2. Затвор и исток транзистора имеют одинаковый потенциал 3.3В, транзистор закрыт. Таким образом, на входе обоих устройств присутствует логическая «1», для каждого со своим уровнем напряжения.

Состояние 2.

3.3В устройство устанавливает на своем выходе «0». Исток транзистора принимает низкий
потенциал, в то время как на затворе остается 3.3В. Транзистор открывается, вход 5В устройства подтягивается к низкому уровню через открытый транзистор, на входе 5В устройства устанавливается логический «0».

Состояние 3.

5В устройство устанавливает на своем выходе «0». Через диодный переход исток-подложка транзистора напряжение на истоке снижается до тех пор, пока напряжение на затворе не перейдет пороговый уровень, затем транзистор открывается и вход 3.3В устройства подтягивается к «0» открывшимся транзистором.

Рассмотренные состояния свидетельствуют, что логические уровни передаются в обоих направлениях.
Приведем требования к наиболее важным характеристикам транзисторов, используемых в качестве преобразователей уровней для работы с I2C:

Тип: ————————————N-канальный МОП-транзистор с режимом обогащения
Пороговое напряжение затвора:——Vgs(th) не менее 0.1В, не более 2В
Сопротивление открытого канала:—Rds(on) не более 100 Ом при токе стока Id= 3 мА, Vgs= 2.5В
Входная емкость:———————-Ciss не более 100 пФ при Vds= 1В, Vgs = 0В
Время переключения:——————ton toff не более 50 нс
Допустимый ток стока:—————Id 10 мА или более

Номиналы подтягивающих резисторов зависят от наихудших уровней напряжения питания и логических уровней, протяженности линии связи, а также от требований к времени нарастания/спада сигнала.

Данная схема согласования уровней может также использоваться для обеспечения защиты схемы от выбросов повышенного напряжения, но при условии, что характеристики используемого транзистора позволят работать с данными выбросами. Каскад пониженного напряжения является защищенной частью, а каскад повышенного напряжения должен подключаться к внешнему устройству. Если преобразование уровней не требуется, то на резистор R2 можно подать то же напряжение, что и на каскад пониженного напряжения.
Дополнительной особенностью данной схемы является изоляция каскада пониженного напряжения при снятии с него напряжения питания. В данном случае напряжение питания этой части схемы близко к нулю и транзистор закрыт так как напряжение на затворе меньше порогового значения. Работа каскада повышенного напряжения не блокируется, он сохраняет полную работоспособность. Для гарантии запаса помехоустойчивости напряжение питания каскада должно упасть ниже минимального порогового напряжения на затворе транзистора. Функция изоляции сохраняет работоспособность даже если преобразование уровня не требуется, т. е. одинакового напряжения питания обоих частей схемы.
В случае необходимости применения одновременной изоляции и каскада с повышенным напряжением схему преобразователя уровней необходимо изменить:

Если отключится напряжение питания 5В части схемы, то закроется транзистор Q3, тем самым изолировав эту часть схемы от 3.3В части. Наличие резистора R7 (можно использовать резистор с высоким сопротивлением) не является обязательным, он может использоваться для предотвращения плавания потенциала на стоках транзисторов при установлении высоко уровня. Данная схема согласования является симметричной, поэтому в качестве каскада пониженного или повышенного напряжения может использоваться как левая, так и правая часть схемы.

MOSFET транзистор можно заменить биполярным NPN транзистором:

Исходное состояние. На входах обоих устройств — «1».

3.3В устройство устанавливает на своем выходе «0». Эмиттер транзистора принимает низкий потенциал, напряжение база-эмиттер превышает пороговое, транзистор открывается, вход 5В устройства подтягивается к «0».

5В устройство устанавливает на своем выходе «0». Транзистор оказывается включенным в инверсном режиме, напряжение база-эмиттер превышает пороговое, транзистор открывается, вход 3.3В устройства подтягивается к «0».

Достоинствами схемы является двунаправленность, защита от выбросов напряжения, изоляция частей схемы при отключении питания, возможность использования в шинных системах, таких как I2С и 1-Wire. Недостатком, пожалуй, можно считать некоторую усложненность схемы, но достоинства полностью перекрывают этот недостаток.

Интерфейс на буферных элементах

Буферные микросхемы обычно используются для буферизации тока на сигнальных шинах. Однако, они также могут использоваться для организации преобразования уровней. Для этого необходимо использовать специальное семейство буферов — LVC (Low Voltage CMOS). Это семейство разработано для применения в 3.3В устройствах и имеет толерантные к 5 В входы.
Для наших целей можно использовать, например, микросхему 74LVC244A, которая представляет собой 8 буферов, сгруппированных в две группы по 4 элемента:

74LVC244A обеспечивает неинвертирующий
буфер с 3.3В выходами, который может принимать по входу как 3.3В, так и 5В сигналы. Выходы микросхемы могут обеспечивать ток до 50 мА, питание микросхемы может быть от 1.65В до 3.6В, что позволяет использовать ее для 1.8В устройств.
Схема включения:

Для уменьшения шумов и потребляемой мощности все неиспользуемые входы необходимо подключить к общему проводу. Подав на управляющий вход /OE логическую «1» можно перевести все выходы в группе в Z состояние, тем самым изолировав 3.3В устройство от 5В устройства.

Достоинствами данной схемы являются простота реализации, надежность работы и доступность компонентов. Недостатком можно считать однонаправленность.

Интерфейс с использованием специализированной микросхемы транслятора уровней

Ну и, наконец, согласование уровней можно провести с помощью специализированных микросхем трансляторов уровней, которые специально разработаны для решения проблем согласования уровней. Например, микросхема TXB0108PWR представляет собой не инвертирующий, двунаправленный восьми портовый преобразователь уровней с индивидуальными напряжениями питания Vcca и Vccb. Порт A может работать в диапазоне 1.2В…3.6В, порт B в диапазоне 1.65В…5.5В. Однако напряжение питания порта A обязательно должно быть меньше либо равно напряжения питания порта B. Одна из возможных схем включения:

В данной схеме 3.3В устройство является контролером преобразователя уровней — подачей на вход OE логической «1» разрешает работу преобразователя. Если данная функция не требуется, то следует подтянуть вход OE к плюсу питания. Устройства, подобные TXB0108PWR реализуют также и защитные функции такие как отключение выходов при пропадании любого из питающих напряжений (z состояние). Для уменьшения времени нарастания/спада импульсов TXB0108PWR содержит также детекторы фронтов импульсов, которые принудительно открывают выходные драйверы.
Как и все специфические устройства, TXB0108PWR требует для своей корректной работы специфических условий (ничто в мире не бывает бесплатным, даже сыр в мышеловке — он достается бесплатно только второй мышке). Например, TXB0108PWR требует, чтобы выходные каскады, подключенные к ней, могли обеспечивать протекание тока силой как минимум +-2 мА. Также емкостная нагрузка не должна превышать 70 пФ. Резистивная нагрузка должна быть больше 50 кОм, что делает не возможным использование данной микросхемы для преобразования уровней в I2C и 1-Wire, а точнее в любых конструкциях с открытым коллектором/стоком. Для этих целей можно использовать специализированные микросхемы, например, серии TXS01xx фирмы «TEXAS INSTRUMENTS» или аналогичные.

Достоинствами данной схемы являются простота реализации и хорошие скоростные параметры. Недостатками можно считать немного увеличенную стоимость и малую доступность данных преобразователей на рынке.

Пример согласования уровней

В качестве реального примера согласования уровней рассмотрим схему подключения широко используемого LCD индикатора от сотового телефона NOKIA3310 к микроконтроллеру с 5В питанием:

Резисторы R8-R11, совместно с диодами D7-D10 образуют преобразователь уровней 5В в 3.3В. Транзистор Q2 с резистором R12 предназначены для отключения питания от индикатора, а также для обеспечения появления сигнала сброса RES в течение 100 мс после появления питания на LCD, как того требует Datasheet на контроллер индикатора. Конденсатор C15 — развязывающий.

Благодарности

Выражаю большую благодарность Chris Savage за его статью и любезное разрешение на использование ее материалов для создания данной статьи.

Использованные материалы

  1. Chris Savage, «Mixed Voltage Systems. Interfacing 5V and 3.3V Devices», журнал «Nuts and Volts» №4 2011 г.
  2. Microchip, «Compiled Tips ‘N Tricks Guide» Chapter 8 «3V Tips ‘n Tricks»
  3. Philips, AN97055 APPLICATION NOTE, «Bi-directional level shifter for I2C-bus and other systems&quot
  4. Л. Н. Бочаров «Инверсное включение транзистора», МРБ № 887, 1975 г.
  5. Texas Instruments,SN74LVC244A, Datasheet
  6. Texas Instruments,TXB0108PWR, Datasheet

we.easyelectronics.ru

Защита микросхем от ESD и перенапряжений

   Выводы интегральных микросхем, предназначенные для подключения к внешним цепям или периферийным устройствам, подвержены риску воздействия электростатических разрядов.  

   Электростатический разряд (electrostatic discharge — ESD) представляет собой передачу энергии между двумя телами с разными электростатическими потенциалами. Он может происходить как в результате прямого контакта, так и в результате пробоя атмосферы между телами. 

   Разряд вызывает протекание импульса тока через внутренние цепи микросхемы и может приводить к ее частичному или полному повреждению. 

   Для защиты микросхем от электростатического разряда применяют дополнительные электронные компоненты – резисторы, диоды, стабилитроны, TVS диоды или супрессоры, буферные микросхемы. Данная статья представляет собой краткий обзор этих компонентов и схем на их основе. 

   Самая простая схема защиты от электростатического электричества представляет собой резистор, включенный между источником заряда и выводом интегральной микросхемы. 

   Последовательное сопротивление вместе с паразитной емкостью входа микросхемы (а также емкостью монтажа) образует низкочастотный пассивный фильтр. Этот фильтр будет подавлять высокочастотную составляющую электростатического разряда, в которой сосредоточена большая часть его энергии. Кроме того резистор будет ограничивать  ток,  протекающий через внутренние защитные цепи микросхемы вследствие разряда.

 

R1 – защитный резистор 50 – 200 Ом; D1, D2 – внутренние защитные диоды;  C1 – паразитная емкость входа ~ 5 – 10 пФ

 

   Чем выше значение сопротивления защитного резистора, тем лучшую защиту от ESD он будет обеспечивать. Естественно с ростом сопротивления резистора частота среза НЧ фильтра на входе микросхемы будет уменьшаться. Это нужно учитывать, если данный вход используется для ввода высокочастотного сигнала. 

   

   Многие интегральные микросхемы имеют встроенные защитные диоды.  Как правило, эти диоды не рассчитаны на большие значения тока и имеют недостаточное быстродействие. Например, встроенные защитные диоды микроконтроллеров AVR выдерживают ток всего лишь в единицы миллиампер. 

   Перед тем как принять решение, требуется ли дополнительная схема защиты или можно ограничиться встроенной,  внимательно изучите спецификацию на микросхему. Хотя данных на диоды  или выдерживаемое напряжение разряда в спецификации может и не быть. 

   Схема на диодах будет ограничивать входное напряжение в пределах от – Vd до Vcc + Vd, где Vd – падение напряжения на диоде в прямом направлении. Ток разряда будет проходить или через верхний или через нижний диод, и «поглощаться» фильтрующими конденсаторами,  источником питания и самими диодами. Иногда для дополнительной защиты между плюсом питания и «землей» подключают стабилитрон или TVS диод (D3 на схеме). 

   Если вход микросхемы используется для ввода высокочастотного сигнала, следует принимать во внимание тот факт, что  диоды вносят дополнительную паразитную емкость. Величину паразитной емкости можно  найти в спецификации на элемент.

 

   Для защиты входов микросхем производители полупроводниковых компонентов выпускают специальные диодные сборки, в которых содержится сразу несколько диодов.
   
   Традиционно стабилитрон применяется для получения стабилизированного (опорного) напряжения, но его также можно использовать для защиты входов интегральных микросхем от ESD, подключив между выводом микросхемы и «нулем» питания. Такая схема будет ограничивать  напряжение на входе микросхемы в пределах от –Vd до Vs, где Vd – падение напряжения на стабилитроне в прямом направлении, а Vs – номинальное напряжение стабилизации. 

  Чтобы стабилитрон не оказывал влияние на работу схемы в штатном режиме, номинальное напряжение стабилизации  должно быть выше напряжения входного сигнала. 

   Стабилитроны имеют большую емкость (десятки пФ) и поэтому плохо подходят для защиты высокоскоростных линий.  

 

   TVS (transient voltage supressor)  диод – это полупроводниковый компонент, предназначенный   для ограничения выбросов напряжений, амплитуда которых превосходит напряжение лавинного пробоя диода.

   В нормальных условиях TVS диод находится в высокоимпедансном состоянии. Когда напряжение на диоде превышает рабочее, импеданс диода понижается, и ток разряда начинает течь через него. При понижении напряжения на TVS диоде он снова возвращается в высокоимпедансное состояние. 

   Вольтамперная характеристика TVS диода аналогична характеристике стабилитрона, поэтому их иногда путают друг с другом. На самом деле это разные приборы. TVS диоды были разработаны специально для защиты цепей от импульсов перенапряжения, в то время как стабилитроны предназначены для стабилизации напряжения и не рассчитаны выдерживать значительные импульсы  тока . 

  TVS диоды имеют высокое быстродействие, низкое рабочее напряжение и маленькую емкость, что делает их идеальными компонентами для защиты полупроводниковых компонентов от электростатического разряда.

   

   Еще один вариант защиты входов/выходов интегральных микросхем от электростатического разряда — это использование буферных микросхем. Например, изображенный на схеме двунаправленный буфер 74ACTh345 согласно своей спецификации способен выдерживать электростатические разряды от 200 до 2000 вольт в зависимости от используемой модели разряда. 

chipenable.ru